Есть много вещей, которые сделают это с вами.
Вы не указали длину интерфейса. Я часто использую микросхему PCIe, и вам действительно нужно это учитывать, поскольку вы получите ослабление примерно 0,18 дБ на дюйм из-за потерь скин-эффекта и около 0,5 дБ на дюйм из-за диэлектрического поглощения на «обычном» FR4.
Я думаю, что вы сможете получить более точные цифры из таблицы данных PCB, если загрузите их и посмотрите на тангенс потерь. Взгляните на Isola 370HR для типичного описания. Числа выше довольно точны на частоте 5 ГГц. При скорости 2,5 Гбит цифры немного ниже, с общей потерей ~ 0,4 дБ на дюйм.
Я полагаю, что помимо коммутационных конденсаторов и конденсаторов связи вы используете однослойную маршрутизацию для интерфейса. Переходы между слоями могут легко сделать очень неприятные вещи с сигналом. Контролируемый импеданс будет немного отличаться от слоя к слою, и отражения являются естественным результатом (существуют способы успешного выполнения многослойной маршрутизации, но для этого требуется большая осторожность и некоторые необычные приемы).
Для PCI Express (и Infiniband в этом отношении) скорость нарастания и спада сигнала на передатчике имеет минимальное время нарастания и спада, чтобы минимизировать проблемы с электромагнитными помехами, и это время составляет 0,25UI, что дает артефакты сигнализации 10 ГГц на каналах связи второго поколения. и артефакты 5 ГГц в поколении 1, которые должны быть приняты во внимание.
Поле предыскажений выше позволяет получить чистый глаз в приемнике путем приведения амплитуды без переключения вниз по отношению к амплитуде номинального запуска.
Если вы теряете слишком большую амплитуду на границе переключения сигнала, установите для этого поля большее значение. Вы также можете установить номинальную амплитуду запуска немного выше.
Другие вопросы, которые вы можете посмотреть:
Где относительно передатчика находятся конденсаторы связи? Они должны быть как можно ближе к передающим контактам. Как только они превышают половину длины волны 10 ГГц (около 0,6 дюйма на FR4) [удваивают это расстояние для каналов 2,5 Гбит / с], они наиболее определенно отражают энергию.
У меня были проблемы с геометрией конденсатора 0402 или больше в PCI Express Gen. 2, и теперь я использую устройства с обратной геометрией (0204) для уменьшенной эффективной последовательной индуктивности. Похоже, что они делают работу очень хорошо.
Если внимательно присмотреться к глазковой диаграмме для битов перехода (кстати, у вас есть хорошая область применения - вот что вам нужно для этого), то кажется, что исходный сигнальный привод управляет оконечной линией (сигнал идет до 0,5 В (номинальный) в классической манере линии электропередачи). Это не особенно длинная линия (время прохождения сигнала туда и обратно, когда сигнал достигает полного V [номинал]).
Вы говорите, что ссылка работает на скорости 2,5 Гбит / с (поколение 1), и это то, что показывают кривые области, но вы можете поэкспериментировать с полем снятия акцента (смотрите справочное руководство, а также электрическую таблицу данных). (см. примечание ниже.) «Стандартные» значения отмены выделения предназначены для номинальной ссылки, а не для встроенной ссылки, как у вас здесь (и то, что я также регулярно делаю). Если вы можете получить ее примерно до 6 дБ, вы можете получить лучшие результаты.
Номинальное ослабление составляет 3,5 дБ для Gen 1 и 6 дБ для Gen 2. Я отмечаю, что приведенное выше поле подразумевает, что ссылка Gen 2 составляет 3,5 дБ - возможно, вы захотите немного поработать над этим. Ссылка, которая у вас есть, требует не менее 3,5 дБ де-акцента.
Обратите внимание, что глаз у получателя будет совсем другим, но это то, где это важно . В качестве эксперимента прочитайте счетчики ошибок в процессоре (большинство из них имеют счетчик повторов); если вы не видите значительных ошибок, возможно, вы гоняетесь за чем-то, что на самом деле не является проблемой. Если вы видите большое количество ошибок, возможно, это поможет.
Еще одна вещь: чрезмерные амплитуды запуска и ослабления столь же плохи, как и их установка на слишком низкое значение.
Может быть, это поможет вам немного: надеюсь, что так.
Примечание: Freescale документирует все, просто иногда это не там, где вы ожидаете его найти. Убедитесь, что у вас есть последние ошибки устройства.
Обновление . Добавлены заметки о геометрии конденсатора.
До узла 2,5 Гбит / с, 0402 устройства в порядке. Мой удобный калькулятор показывает, что типичное устройство 0402 имеет импеданс около 10 Ом (индуктивный) на этой частоте и 21 Ом при 5 ГГц (самая высокая интересующая частота). Это не так уж плохо в дифференциальной системе на 100 Ом, так как эффективный импеданс тесно связанной пары несколько меньше, чем прямое сложение.
Собственный резонанс для этого устройства составляет 19 МГц, что значительно ниже всех частот, представляющих интерес, поэтому любой фазовый шум обусловлен ESL. Снижение полного сопротивления до менее чем примерно 1/3 эффективного сопротивления трека означает, что фазовый шум (и, следовательно, дополнительный ISI), который мы получим, находится между 1 и 17 градусами (как правило, трек с одним концом из тесно связанной пары равен (Z (diff) / 2) * 1.25, поэтому для 100 diff, сопротивление с одним концом составляет около 65 Ом). Это количество фазового шума является управляемым.
На частоте 10 ГГц эффективный импеданс составляет около 44 Ом и может начать создавать помехи в дифференциальной паре, создавая чрезмерный фазовый шум в интересующей полосе частот, так как максимальная фаза теперь составляет около 34 градусов. Хотя я успешно выполнил Gen 2 с устройствами 0402, у меня также были проблемы с более длительными запусками, и теперь я использую устройства с обратной геометрией 0204 для этой скорости и выше.
Для кодированных каналов 8b / 10b интересующая полоса частот составляет от битрейта / 5 до битрейта * 2. Нижний предел ограничен кодированием длины серии, а верхний предел ограничен требованиями спецификации для минимального времени нарастания и спада ,
ESL для различных геометрий:
0402: около 700 пс
0204: около 300pH
0805: около 1 нФ
Обновление Добавлен комментарий о 50% начальной амплитуды запуска.
Рассмотрим линию передачи, оканчивающуюся в источнике и пункте назначения с характерным импедансом линии Z0.
При первоначальном запуске, предполагая, что линия длиннее по сравнению с длиной волны сигнала, точка запуска переходит на 50% от амплитуды запуска из-за эффекта делителя напряжения (передатчик видит только линию передачи в этой точке).
Как только энергия прибывает в пункт назначения и начинает расти до 50%, энергия в источнике эффективно «заполнила» линию энергией и возрастает до полной амплитуды запуска. Строго говоря, линия передачи в пункте назначения видит делитель напряжения, и эффект делителя на источнике исчезает, когда выход приближается к постоянному току (имея в виду, что эффект линии передачи применим только к переходам).
Это также может быть визуализировано как 50% -ый уровень энергии, движущийся по линии электропередачи до окончательного завершения и затем отражающийся обратно на полном уровне. Вот почему мы видим «время прохождения» в точке 50% в любой точке линии.
На вашем графике показано именно это поведение в точке линии, которая еще не находится в порту назначения , поскольку эта точка 50% фактически движется вдоль линии.
В приемнике, как только энергия достигает точки 50%, полная энергия линии следует, и напряжение на приемнике продолжает расти, обеспечивая плавный переход с одного уровня на другой.
Это также может быть визуализировано как точка 50% напряжения, движущаяся вдоль линии к приемнику, затем отражаясь обратно на 100% (приемник сначала получает постоянный ток). По этой причине напряжение в 50%, видимое в любой точке линии, показывает время прохождения сигнала туда и обратно от этой точки до приемника.
Это обсуждение действительно как для дифференциальных сигналов, так и для одного конца.
Таким образом, ваш график выше показывает классическое поведение линии электропередачи с небольшими отклонениями от ожидаемого. На самом деле, это один из самых чистых глаз передатчика, который я видел.
