Проблема стабильности в операционном усилителе с единичным усилением

Как часть управляемого источника питания для тестирования оборудования в контуре для проекта, управляемого студентом, мне пришлось разработать буфер тока (повторитель напряжения), который мог бы выдавать напряжение до 1 А.

У меня была (плохая) идея попытаться реализовать эту простую схему:

PMOS внутри петли обратной связи действует как инвертор (больше V_gate, меньше V_out), и поэтому петля замыкается в ПОЛОЖИТЕЛЬНОМ терминале операционного усилителя вместо отрицательного.

В лаборатории я установил VREF = 5V и VIN = 7V. Я должен получить тогда 5 В на VOUT, но я получаю этот выход из-под контроля VOUT:

И это контрольный сигнал (выход opAmp, подключенный к затвору полевого МОП-транзистора)

Я нахожу подобное поведение при разных VREF, VIN и Rloads. Также обратите внимание, что выход операционного усилителя не насыщен ни на одну из шин.

Я предполагаю, что усиление контура слишком велико для поддержания стабильности операционного усилителя.

У меня есть опыт работы с системами управления и операционными усилителями, но я не знаю, как применить это для решения этой ситуации ...

Можно ли применить какую-либо фазовую сеть для стабилизации контура?

Буду признателен за «быстрые взломы» или за образовательные ответы!

Это действительно просто - используйте N-канальный FET и используйте его в качестве источника. Вы даже можете использовать BJT. Нижеследующий имеет усиление из-за обратной связи 3k3 и 1k к земле от -Vin. Если вы не хотите усиление, подключите выход напрямую к -Vin и пропустите 1k.

Буфер с единичным усилением на выходе операционного усилителя является либо повторителем излучателя, либо повторителем источника. Все просто - обратная связь от эмиттера / источника обратно на инвертирующий вход операционного усилителя.

Кроме того, поскольку напряжение источника / эмиттера «следует» за выходным сигналом операционного усилителя, эффекты нагрузки затвора / базы минимальны, поэтому при использовании MOSFET вам не нужно беспокоиться о емкости затвора.

Подумайте об этом разумно - Analog Devices или TI или MAXIM из LT - их маркетинговая команда не собирается просыпаться однажды утром и говорить своим дизайнерам - почему вы не можете создать операционный усилитель, который позволит кому-то добавить уровень усиления на и ожидать, что это будет стабильным. Если бы они это сделали, дизайнеры сказали бы, что им придется снизить производительность операционного усилителя, чтобы он был стабильным - как бы этот операционный усилитель конкурировал на рынке со всеми операционными усилителями, которые идут разумным путем? и продолжай строить то, в чем они хороши.

Ваш операционный усилитель колеблется, потому что ваш коэффициент усиления разомкнутого контура больше 1 на частоте, на которой фазовый сдвиг составляет 180 °.

Операционный усилитель в вашей цепи управляет почти полностью емкостной нагрузкой - затвором MOSFET.

Есть много возможных способов исправить это, используя только правильно установленный резистор или конденсатор. Лучше всего использовать последовательный резистор или параллельный RC-шунт или RC-пару обратной связи - все зависит от конкретной рассматриваемой цепи.

Подробнее об этом см. В этой превосходной статье Analog Devices .

ПРИМЕЧАНИЕ: это сообщение было отредактировано, чтобы добавить глубину и ясность. При составлении первоначального ответа было рассмотрено много деталей, которые не были включены, чтобы держать вещи краткими. Здесь кожа отрывается от процесса диагностики и решения, чтобы показать, что происходит под поверхностью, и добавить вещество. Думайте об этом как своего рода дневник анализа. Я оставляю исходный ответ без изменений для прозрачных правок, добавляя детали в и после старого текста.

$C_{\text{iss}}$

Редакционный комментарий о диагностике:

Откуда этот полюс 20 кГц?

$C_{\text{gs}}$$R_{\text{14}}$$R_g$

$F_p$$\frac{1}{\text{2$\pi $} R_{14} C_{\text{gd}} g_{\text{fs}} R_g}$$\frac{1}{\text{2$\pi $} \text{(1000)} \text{(150pF)} \text{(5)}\text{(10)}}$

$C_{\text{gd}}$$g_{\text{fs}}$$R_{\text{14}}$). Выполните быструю суммирование фазового сдвига контура, чтобы увидеть, что в лучшем случае вы ожидаете, что на 20 кГц останется запас по фазе в 45 градусов (LM358 -90, IRF9530 -180 -45 = -315 градусов). Уже при 20 кГц запас по фазе в лучшем случае является минимальным, который вы когда-либо хотели бы видеть в петле, и составляет 45 градусов, и, вероятно, он меньше. ОК, пока что это общая SWAG. Он научный с тех пор, как я использовал научный калькулятор для умножения и деления, и это дикая догадка, поскольку я еще не просмотрел таблицу данных для IRF9530 и не обновил свою память о LM358 Zo. Это дает быстрый индикатор вероятного источника проблемы для цепи ОП.

Ищем самые простые идеи по улучшению ситуации:

Сначала попытались предоставить простое решение для оригинальной схемы, в результате чего два маркированных утверждения ниже. Это оба подхода на основе бинтов, которые не могут быть приняты достаточно далеко, чтобы иметь какое-либо существенное значение. Урок здесь (о котором я уже должен знать) никогда не дает решения для бинтов, поскольку они не стоят того. Конечно, есть способы исправить первоначальный подход, но они являются более фундаментальными и сложными.

$V_{\text{th}}$

Пару заметок о схеме, которую я предложил:

• R1 в серии с воротами это просто удобство. В таких цепях очень часто бывает необходимо изолировать шлюз для поиска неисправностей или тестирования. Поднимание резистора - 5-секундная операция. Поднимать провод TO-220 гораздо менее удобно, сделайте это несколько раз, и вы даже можете поднять подушку. Если вы используете деталь для поверхностного монтажа, без резистора вам придется снять полевой транзистор.

• Я показываю резистор 1 кОм для R15. На самом деле, учитывая выходное сопротивление LM358, я бы не использовал ничего меньше 10 кОм ... и даже мог бы достигать 50 кОм.

Вы можете попробовать:

• Понижение выходного импеданса усилителя (много) путем добавления буфера повторителя эмиттера на выходе усилителя.
• $C_{\text{iss}}$

Поскольку вход + усилителя используется в качестве точки отрицательной обратной связи, у вас есть сложные вещи. Обычно вы хотите использовать OpAmp в качестве интегратора с конденсатором обратной связи с выхода OpAmp на вход. Таким образом, вы можете управлять точкой пересечения усилителя, чтобы потеря фазы, вызванная емкостью FET, могла быть неважной или компенсированной.

Вы можете начать с чего-то вроде этого:

Выберите значение для C10, которое заставляет усиление усилителя пересекать нулевое усиление при 1 кГц или менее для стабильности. Используя полевой транзистор, вы не сможете получить более 3 В при любой нагрузке на выходе. В этом случае вам придется посмотреть на использование BJT или выше Vin.

Редакционный комментарий об исходном решении:

Вот как я думал о базовом дизайнерском решении.

Что мы знаем о том, что svilches пытается сделать с его схемой? Ну, он хочет использовать 7 В для обеспечения напряжения до 5 В с нагрузкой до 1 А, и он хочет, чтобы выходное напряжение отслеживало управляющее напряжение (которое он называет опорным напряжением). В основном, требуется линейный регулируемый источник питания, использующий операционный усилитель LM358 для компенсации ошибок контура, и имеется только 2 вольт свободного пространства (это будет проблемой для LM358).

Мы не знаем, какая модуляция будет контролировать ссылку. Это будет пандус, синус или, возможно, импульсная или ступенчатая модуляция? Шаг - наихудший шаг, хотя, если вы планируете, это не так уж важно, так что подумайте, что эталонный вход перемещается пошагово.

$C_o$

Два основных способа пойти:

Либо компенсируйте общую цепь источника, чтобы она была стабильной, либо переключитесь на схему следящего устройства. Первый вариант имеет много достоинств, но он более сложный, и я искал самое быстрое и наименее сложное решение. Второй вариант, источник подписчик является более простой дизайн, потому что он ограничен. Под ограничением я подразумеваю переход от проходного элемента, который буферизует ток и имеет усиление напряжения, к элементу, который буферизует ток и имеет (за исключением особых обстоятельств, определяемых паразитными элементами) единичное усиление напряжения. Преимущество общей схемы источника состоит в том, что это решение с низким падением напряжения, которое вы теряете с помощью усилителя повторителя источника. Итак, самое простое место, с которого можно начать - это источник подписчика.

Проблемы с использованием источника мощности ступени повторителя здесь:

• $V_{\text{th}}$$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$
• $V_{\text{gs}}$$\beta$$V_{\text{ce}}$2В. Эта ступень мощности P-канала все время выглядит лучше, но мы продолжим работать с последователем источника. Дополнительное примечание о LM358: National Semiconductor понравился этот усилитель достаточно, чтобы включить его как минимум в 3 линейки продуктов: LM124 (четыре), LM158 (двойной) и LM611 (один со ссылкой). Таблицы для LM124 и LM158 не слишком ясны в отношении производительности вблизи кроссовера, но таблица данных LM611 великолепна ... особенно обратите внимание на рисунки 29, 30, 35 и 36. О, и пока вы находитесь в таблице данных LM611, имейте посмотрите на те примеры схем, которые имеют заглушки для интеграторов вокруг операционного усилителя.

$V_{\text{th}}$

$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$$C_{\text{gs}}$$C_{\text{gd}}$

$C_{\text{gd}}$

Когда усиление падает на 20 дБ / декада, фаза равна 90 градусам, если ближайший простой полюс находится на расстоянии десяти лет. Простой полюс вызовет сдвиг фазы на 90 градусов в течение 2 десятилетий с центром на 45 градусов в полюсе.

$C_{\text{gd}}$составляет 150 пФ, что отодвинет эффективную частоту полюсов обратно примерно на 1,5 октавы (на самом деле 1,6 октавы, но зачем спорить на 0,1 октавы). 1,5 октавы стоят около 20 градусов сдвига фазы, поэтому теперь усилитель имеет только 25 градусов запаса по фазе. Если 45-градусный запас по фазе приводит к перерегулированию в 1,3, какой будет превышение с 25-градусным запасом по фазе?

Вот график скачка ступени в зависимости от запаса фазы разомкнутого контура для усилителя с обратной связью и единичным усилением.

Найдите 25-градусный запас по фазе на графике и убедитесь, что он соответствует превышению около 2,3. Для этой схемы истокового повторителя, используя IRF520, можно было бы ожидать ступенчатый входной сигнал 100 мВ на опорном напряжении, чтобы вызвать перерегулирование 230mV на вершине своего ответа 100. Этот выброс переходит в звуки на частоте около 500 кГц в течение длительного периода. Импульс тока на выходе будет иметь аналогичный эффект большого перерегулирования с последующим звонком на частоте около 500 кГц. Это было бы неприемлемо паршивым представлением для большинства людей.

Как можно уменьшить весь этот звон? Увеличьте запас по фазе. Самый простой способ увеличить запас по фазе - это добавить крышку интегратора вокруг усилителя в петле обратной связи. Запас по фазе, превышающий 60 градусов, исключил бы звон, и вы можете получить это, уменьшив усиление Opamp примерно на 6 дБ.

Вероятный сценарий

$V_{\text{ds}}$$C_{\text{gs}}$, Емкостная нагрузка на выходе Opamp начнет увеличиваться с 150 пФ, приближаясь к 500 пФ. Звон с добавленной емкостью в источнике будет ухудшаться. Пользователю это тоже не понравится, и он попытается увеличить емкость, чтобы загрузить источник. К тому времени, когда емкость источника достигнет 1 мкФ, цепь, скорее всего, больше не будет звонить ... она будет колебаться.

Поскольку я ожидаю, что емкость будет добавлена ​​к выходу схемы, я бы установил размер крышки интегратора, чтобы уменьшить усиление контура на 20 дБ или около того.

Предполагая, что проблема заключается в емкостной нагрузке (затвор MOSFET), некоторые идеи:

1. В аудиоусилителях классический подход к защите от емкостных нагрузок заключается во включении выходного индуктора, часто последовательно с резистором. Просто идея, которую нужно иметь в виду: не забывайте, что катушки индуктивности - это способ изоляции от емкостей.

2. Вы когда-нибудь замечали, как в технических паспортах линейных регуляторов напряжения всегда рекомендуется использовать байпасный конденсатор на выходе? Это помогает с емкостной нагрузкой. Хотя это кажется парадоксом, причина в том, что умышленно установленный конденсатор имеет более высокую емкость, которая затопляет небольшую емкость нагрузки, создавая тем самым доминирующий полюс на более низкой частоте. Попробуйте конденсатор от выхода операционного усилителя на землю, от 0,1 мкФ до 1 мкФ.

3. Поскольку вы используете вход + для отрицательной обратной связи, в этой схеме есть большая возможность добавить компенсацию Миллера в виде более локальной петли отрицательной обратной связи: вместо этого конденсатор подключен от выхода операционного усилителя к входу - на землю.

4. Ваш выходной каскад является общим источником, и поэтому он имеет усиление! Операционный усилитель уже имеет ряд усиления в разомкнутом контуре, и вы добавляете в него больше. Рассмотрим выходной каскад, который больше не добавляет усиления: см. Ответ Энди Аки.

Примечание: следующий абзац несколько некорректен в том смысле, что ваша идея может (и работает) работать с некоторыми изменениями и во многих продуктах, в частности с LDO PMOS; смотрите последующий материал. Я оставляю этот абзац здесь, потому что LvW ответил на него.

Что ж, емкостная нагрузка - это сложная проблема даже в правильно настроенной цепи, но в вашей схеме [как показано] вы предоставляете положительную обратную связь операционному усилителю! Это будет колебаться как сумасшедший даже в симуляции ... с тем же прогнозируемым 5Vpp. Да, форма колебаний немного отличается в симуляции, но что вы ожидаете ... нет паразитов, и LM358 имеет довольно базовую модель SPICE.

@LvW: Мне нужно немного подумать о том, что именно происходит, но увидеть обновленный график с графиком Vgate. Ясно, что оно никогда не достигает 5 В, поэтому операционный усилитель никогда не видит фактической отрицательной обратной связи, как это предположительно делает этот дизайн. Таким образом, операционный усилитель работает как компаратор в принципе. Есть также некоторый сдвиг фазы между этими двумя сигналами, но я не уверен, что это является причиной колебаний, скорее, я думаю, что это «по замыслу». Я попытался добавить какой-то большой (1 кОм, даже 10 кОм) резистор на затворе, и он все еще колеблется.

По сути, вы пытаетесь создать PMOS LDO ! Но вы делаете это довольно неправильно. Вам нужно компенсировать это байпасом правильного размера и ESR! Кроме того, PMOS LDO будет принимать обратную связь через делитель напряжения. Вот мой любительский дизайн LDO:

Как обычно с PMO LDO, выходной ограничитель ESR является критическим и должен находиться в определенной полосе. Посмотрите, что произойдет, если я опущу его, например; начинает колебаться:

Если СОЭ слишком велика, у вас снова проблемы; хорошо для этой нагрузки она должна стать довольно высокой, прежде чем она начнет колебаться на другой стороне безопасной полосы:

На самом деле, единственный критический элемент - это крышка компенсации. Похоже, что 10 мкФ с ESR 0,1 Ом работает для довольно большого диапазона нагрузки от 1 кОм до 5 Ом (что даст вам желаемый выходной ток 1 А):

Конечно, вы получите некоторое ограничение пропускной способности.

Ваш операционный усилитель нестабилен, вероятно, потому что вы управляете емкостной нагрузкой (емкостью затвора). Снимите C10 и уменьшите значение R15 до десятков Ом. Вы также можете попробовать использовать другой операционный усилитель. Лист данных LM358 гласит:

Емкостные нагрузки, которые прикладываются непосредственно к выходу усилителя, уменьшают запас устойчивости контура. Значения 50 пФ могут быть согласованы с использованием соединения неинвертирующего единичного усиления в худшем случае. Большие усилители с замкнутым контуром или резистивная изоляция должны использоваться, если усилитель должен управлять большей емкостью нагрузки.

Входная емкость IRF9530 составляет 500 пФ, поэтому вам обязательно нужно поместить небольшой резистор между выходом операционного усилителя и затвором MOSFET.